带隙基准电路设计，带隙基准源电路的基本原理及仿真分析

很多朋友对带隙基准电路设计，带隙基准源电路的基本原理及仿真分析不是很了解，每日小编刚好整理了这方面的知识，今天就来带大家一探究竟。

模拟电路广泛包括电压基准和电流基准。在数模转换器、模数转换器等电路中，基准电压的精度直接决定了这些电路的性能。这个参考应该和电源、工艺参数关系不大，但是和温度的关系是一定的。在大多数应用中，所需的温度关系通常分为两种类型：PTAT和温度无关。

近年来有人指出，当漏电流保持不变时，工作在弱反型区的晶体管的栅源电压在一定范围内随温度的升高近似线性下降。基于这一特性，带隙基准源使用的基极-发射极结可以用工作在弱反型区的晶体管代替，产生低温度系数基准源。文献中提到了使用这种设计原理的基准源，并且通过使用具有0.13微米工艺的低阈值电压NMOS晶体管和具有衬底调整的PMOS晶体管来实现放大器。

本文使用的基准电路采用传统带隙基准的核心电路原理，通过饱和状态下的MOS等效电阻动态补偿PTAT电流，基本满足基准的稳定性要求。

1带隙基准源的基本原理带隙基准源在0 ~ 70的温度范围内，可以有10 ppm/温度系数为-2.2 mv/同时还产生热电压vt (vt=kt/q)，与绝对温度(PTAT)成正比，室温下的温度系数为0.085 mv/,则输出电压为：

从等式(1)推导出温度，并使用VBE和VT的温度系数来找出理论上与温度无关的K值。为了实现期望的性能，有必要更详细地分析VBE和温度之间的关系。带隙基准是将负温度系数的电压和正温度系数的电压相加，抵消温度对输出电压的影响。

1.1负温度系数电压的产生双极晶体管的基极-发射极电压具有负温度系数，或者PN结二极管的直流电压具有负温度系数。温度和温度之间的关系可以从文献中得到：

其中：是与三极管结构有关的量，其值约为4；是与流过三极管的电流有关的量，PTAT电流流过三极管时为1，与温度无关的电流流过三极管时为0；T0是参考温度；VBG是硅的带隙电压。从公式(1)可以看出，VBE是负温度系数的电压。

1.2正温度系数电压的产生两个三极管工作在不同的电流密度下，其基极-发射极电压之差与绝对温度成正比。如果两个相同的三极管(IS1=IS2)分别用nI0和I0的集电极电流偏置，它们的基极电流忽略不计，那么：在公式中，VBE表示正的温度系数，这个温度系数是一个与温度无关的常数。

1.3一阶温度补偿带隙基准将正、负温度系数的电压加权相加，可以得到一个近似与温度无关的基准电压。常见的一阶可调基准电压电路如图1所示。

在公式中，n是Q2与Q1的发射极结面积之比，公式(4)中的第一项具有负温度系数，第二项具有正负温度系数。通过合理设计R0与R1的比值以及n的取值，可以在一定温度下获得零温度系数的一阶基准电压。在公式(5)中，一阶温度无关基准电压在方括号中约为1.25 V。通过调整R2/R0的比值，可以获得不同大小的参考电压。

2电路结构及原理分析图2是本文设计的基准源的整体电路图，包括带隙核心电路、反馈补偿电路和启动电路。其中，虚拟帧A为带隙核心电路，虚拟帧B为偏置和反馈补偿电路，虚拟帧C为基准源启动电路。

2.1带隙核心电路在图2中，带隙核心电路由Mp1~Mp3、MN1、MN2、R1、R2、Q1、Q2组成的电路组成。输入晶体管的偏置电流由PMOS电流源提供，可以通过降低其电流而不是长宽比来降低负载器件的gm，从而提高其差分放大增益。其中，Mp1、Mp2、MN1和MN2都工作在饱和状态，Mp1和Mp2复制Iout，从而决定IREF。从本质上讲，IREF是被引导到Iout的。

选择一定的MOS晶体管尺寸，如果忽略衬底沟槽长度的调制效应，则有Iout=KIREF，因为每个二极管连接的器件都由一个电流源驱动，所以IREF和Iout与VDD无关，左右支路始终保持这两个电流值。双极晶体管Q1和Q2工作在不同的电流密度下，它们的基极和发射极之间的电压差与绝对温度成正比。将独立于电源的偏置电路与双极晶体管相结合，得到带隙核心电路。

假设Mp1，Mp2和MN1，MN2是同一对管，PTAT电流Ip3加到基极-发射极电压上，那么输出电流为：PTAT参考电流IMp3PTAT(与绝对温度成正比)通过R3产生输出参考电压。2.2自偏置电路和反馈补偿电路为了提高电源电压抑制，设计调整了核心电路和运算放大器的电源电压。根据MOS管的电流-电压特性，当VDSVG-VTH时，器件工作在饱和区，包括：

其中：VGS是栅源电压；VTH是阈值电压。

由于门极和漏极短路，MN3和MN5必然处于饱和状态，两者都可以作为等效电阻，其阻值由过驱电压控制。如果MN3和MN5的等效电阻分别定义为RN3和RN5，则MN3和R3可视为并联电阻Rx。如果Vout增加，RN3降低，并联电阻Rx降低，因此PTAT参考电流通过MN3部分分流。相同的原理适用于MN5和MN6，以便抑制补偿输出电压并稳定参考输出电压。

其中Mp4和Mp5为MN3提供偏置电流，但使用这种“自偏置电路”会带来电路的启动问题。

23 启动电路在基准源电路中需要启动电路使得系统上电时电路能够进入正常的工作状态，而自偏置放大器电路往往也存在启动问题。当电路处于非工作状况时，放大器的输入端电压初始值为零，而输出电压由于寄生电容的存在可能位于一个比较高的电势，当电源接通后不但放大器的偏置电路为截止状态，而且基准源的核心电路也无法正常启动。

本文设计的启动电路则可以同时满足放大器和核心电路的启动要求，它由Mp6Mp8，MN7，MN8，R4，R5构成。

当电源接通后，启动电路提供了放大器输出端到地的通路，从而拉低了核心电路中Mp1Mp3的栅极电势，放大器的偏置电路开始工作，同时基准源的Mp1和Mp2支路中流过的电流也随之增大，使得放大器的输入端电势上升，这样放大器进入高增益工作区，带动基准源电路开始正常工作。

电路刚启动时，使Mp7和Mp8饱和，保证MN8栅极有足够高的开启电压，当MN8导通时，一个小的导通电流流过运放，启动带隙电路。电路开启后，虚框b部分电流镜像电路将输出电流进行镜像，给启动电路提供偏置，偏置电流使Mp6导通，从而MN7的栅极电压升高，MN7导通，由于MN8的电阻很大，导致MN7漏极电压很低，从而关断MN8，使启动电路(虚框c)两端电压降低而停止工作。

3 仿真结果与分析图3说明了该基准源对电压的抑制效果。根据仿真数据，在所取510 V的输出电压范围经计算基准电压电源抑制比为82 dB。图4为Cade-nce下的温度仿真曲线，根据所要求取的温度范围在-25+120，计算得温度系数为：TCF=7427 ppm。图5为整体电路的版图设计，面积近似为0022 mm2。

4 结语本文通过对传统带隙基准源的基本原理分析，设计的基准电路工作电压为510 V，通过饱和状态MOS等效电阻对PTAT电流反馈补偿，得到了82 dB的电源电压抑制比和低于7427 ppm的温度系数，版图面积0022 mm2。该电路产生的基准源电压基本满足普通应用要求。

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