带隙基准电路，cmos无运放带隙基准源

很多朋友对带隙基准电路，cmos无运放带隙基准源不是很了解，每日小编刚好整理了这方面的知识，今天就来带大家一探究竟。

介绍了一种无运算放大器的cmos带隙基准电路。

常规带隙基准电路图1给出了两种常规带隙基准电路，两种电路都是通过将A点和B点的电压钳位至相等来产生PTAT电流，然后将这个电流通过电阻R2转换成电压，与晶体管的VEB相加得到基准电压。它们之间的区别在于，图1(A)所示的电路使用运算放大器，而图1(B)所示的电路使用电流镜来使电压A和B相等。运算放大器带隙基准的性能受到失调电压、电源抑制比和运算放大器增益的严重影响。

虽然我们可以通过精心设计运算放大器来获得良好的性能，但它不仅会引入新的噪声和功耗，还会增加设计难度。电流镜带隙基准电路虽然没有使用运算放大器，但也会因为通道调制效应等原因降低基准源的精度。

图1两种常规带隙基准电路cmos运算放大器带隙基准源基于图1(B)中的常规电流镜带隙基准电路，提出了一种新的带隙基准电路，如图2所示。图2新型带隙基准电压源启动电路由于带隙电路中存在简并偏置点，当电源上电时，有可能所有支路都传输零电流，导致整个电路无法正常工作。因此，需要在电路上电时启动电路以消除退化的偏置点。

图2电路中的M9 ~ M14和Q5构成启动电路。当电源刚接通时，节点处于低电平。M9开启，对节点6充电。当节点的电压上升到一定高度时，整个带隙基准电路开始正常工作，同时等式(6)成立，使得电路正常工作时M9处于关断状态。启动电路不再影响电路，电路启动完成。

在参考电压产生电路图2中，M1、m 2、M5和M6的长宽比为2: 1: 1: 2。M3、M4和M7的长宽比为2: 1: 2。Q1，Q3 ~ Q5是同一个三极管，Q2和Q1一样是16个三极管的并联。

M1 ~ M5、Q1和Q2组成PTAT电流产生回路。M5也起到了反馈的作用。M6、M7和Q3支路为M3和M4提供偏置电压，同时起到负反馈的作用，使节点的电压等于节点的电压。Q1和Q3是同一个三极管，M7和M3的栅极连接成V =V 。

假设节点的电压不等于节点的电压。如果V >V，从VBE1VGS7得到I1 >i5，这与前面的结论相矛盾。因此，V=V，I1=i5，VGS1=VGS6，这样节点的电压等于节点的电压。Ipat=i1=I2+i3=i4=i5=i6可以从电流镜和每个晶体管的尺寸比得到。因为M3和M4传输相同的电流，并且漏极电压相等，所以它们连接到相同的栅极电压，所以V=V。

由等式(7)获得的正温度系数电流IPTAT被镜像到支路M8、Q4和R2。由流过R2的电流产生的电压被加到VEB4，以获得期望的带隙基准电压。然而，实际电路会偏离这个比例。最后，该电路获得大约1.25V的基准电压。下面分析电路中两个分支的反馈效应。首先分析2M6M7所在的反馈支路。假设节点2的电压上升v，节点6的电压变化如下：

根据方程(14)和(15)，M5支路反馈回节点2的V的电压变化量为：从方程(13)和(16)可以看出，这两个支路反馈回的电压V2与-V成正比，所以是负反馈。这两个负反馈使电路具有比普通结构更大的环路增益，从而提高了环路的抗干扰能力和电路的电源抑制比，降低了普通结构中通道调制效应对参考源精度的影响。

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