如何计算运算放大器带宽，这几个方法交给你

很多朋友对如何计算运算放大器带宽，这几个方法交给你不是很了解，每日小编刚好整理了这方面的知识，今天就来带大家一探究竟。

跨阻放大器是一种通用运算放大器，其输出电压取决于输入电流和反馈电阻：我经常看到图1所示的这种电路放大光电二极管的输出电流。几乎所有跨阻放大器电路都需要一个反馈电容(CF)与反馈电阻并联，以补偿放大器反相节点的寄生电容，从而保持稳定性。图1:反馈电容CF可以补偿光电二极管的接触电容和运算放大器的输入电容。

关于使用运算放大器时如何选择反馈电容的文章很多，但我认为这根本就是错误的方法。无论我们半导体厂商相信什么，工程师都不会先选择运算放大器，再通过它来构建电路！大多数工程师首先列出一系列性能要求，然后寻找能满足这些要求的元件。

鉴于这种考虑，最好确定电路中允许的最大反馈电容，然后选择具有足够增益带宽积(GBW)的运算放大器，与反馈电容一起稳定工作。以下是确定跨阻放大器所需运算放大器带宽的简单方法的步骤。步骤1:确定最大允许反馈电容。反馈电容与反馈电阻一起构成放大器频率响应中的一个极点：

高于这个极点频率，电路的放大倍数将会降低。最大反馈电容值可由反馈电阻和所需带宽决定：通过使反馈电容等于或小于公式3计算的值，我们可以确保电路满足带宽要求。步骤2:确定放大器反相输入端的电容。

在图2中，重新绘制了图1的电路，以显示光电二极管的接触电容(CJ)以及放大器的差分(CD)和共模(CCM1、CCM2)输入电容。这些值通常在运算放大器和光电二极管的产品规格中提供。图2:跨阻放大器电路显示反相节点的电容从该图中可以清楚地看出，CJ、CD和CCM2是并联的，因此反相输入端的电容为：

由于同相端接地，CCM1不会增加输入电容。此时CD和CCM2可能还不知道，因为我们还没有选定具体的运算放大器。我经常把10pF加起来之后作为一个合理的估计。然后可以用精确值来确定特定运算放大器是否合适。既然我们已经确定了CF和CIN的值，现在就可以计算所需的运算放大器带宽了。我将在第二部分介绍计算，并在一个设计示例中应用上述过程。

第二部分在第一部分中，我介绍了跨阻放大器所需运算放大器带宽的三步计算过程中的前两步。在本文中，我将不仅介绍最后一步，还将介绍一个使用这一计算过程的设计实例。步骤3:计算运算放大器所需的增益带宽积。

做一个基本的稳定性分析，我们会得到这一步背后的逻辑。如果只是想做计算，可以直接跳到方程5。图1是用于分析的TINA-TI电路。反馈环路被一个大电感(L1)中断，电压源可以通过一个大电容(C1)交流耦合到环路。该环路在运算放大器的输出端被中断，因此分析中包含了输入电容的影响。

我们可以执行交流传输特性，并使用后处理器生成开环增益(AOL)和噪声增益(1/)曲线(图2)。

图1:中断跨阻放大器的反馈并产生AOL和1/曲线2:典型跨阻放大器电路的AOL和1/曲线1/曲线上有三个关注点。首先，在以下频率处有一个零点：在此频率以上，1/曲线以每十倍频程20dB的速率增加。接下来，在等式2的频率位置有一个极点：这将导致1/曲线“变平”。最后，1/曲线将在以下频率位置与AOL曲线相交：

在等式5中，fGBW是运算放大器的单位增益带宽。为了保持稳定性，AOL曲线在变平时必须与1/曲线相交(假设是单位增益稳定的运算放大器)。当1/曲线上升时，如果AOL曲线与1/曲线相交(如图4中虚线所示)，电路可能会振荡。这可以带给我们以下规律：将fI和fp的公式带入这个规律，求解单位增益带宽，可以得到以下实用公式：

等式5消除了为跨阻放大器设计选择运算放大器的难题。选择足够带宽的运算放大器，不仅可以保证足够的信号带宽，还有助于避免潜在的稳定性问题！设计示例现在，我将这一过程应用于一个设计示例，比较使用两个运算放大器时的电路性能。一个运算放大器满足我们计算的增益和带宽要求，另一个则不满足。本设计示例的要求如表1所示。

表1:跨阻放大器的性能要求示例首先，我们计算可以稳定电路并实现带宽目标的最大反馈电容。接下来，我们将确定放大器的反相输入电容。由于我们没有为电路选择运算放大器，所以我们不知道CD和CCM2的值。请记住，在第1部分中，我建议将10pF作为该电容的合理电容估算值。最后，我们可以计算运算放大器的增益带宽要求：

在这个例子中，我将比较表2中列出的两个运算放大器：表2:设计例子中两个运算放大器的增益和带宽积的比较从前面的计算中，我们知道两个运算放大器中的一个(OPA313)没有足够的电路所需的带宽。但实际上，这怎么会影响电路工作呢？

Part3在Part2中，我不仅创建了一个设计实例(利用这个过程选择一个能够满足这些电路要求的运算放大器)，还确定了运算放大器所需的带宽为5.26MHz .表1:跨阻放大器的性能要求实例现在，我们将比较两个运算放大器：一个满足要求，另一个不满足要求。表2:设计示例中两个运算放大器的增益带宽积和相位裕量比较

相位裕度是一个稳定性指标，可在环路增益等于0dB 的位置将放大器环路增益(AOL * ) 相位与180 度相比。0 度相位裕度表明负反馈已经变成正反馈，说明系统不稳定。相位裕度可使用第2 部分（图1）的电路进行测量，其可中断反馈环路。在AOL * 电压幅值等于0dB 的频率位置可测量AOL * 电压的相位（Vout 探针）。

图1：用于评估相位裕度的TINA-TI 仿真原理图

图2 是在Tina-TI 中使用OPA316 得到的ac 传输特征仿真结果。从游标位置我们可以看到在232.455 kHz 下AOL * =0dB 时，相位裕度为66.66 度。

图2：用于确定相位裕度的环路增益波特图

重复OPA313 的这一分析可得到31.65 度的相位裕度。从技术上讲，该部分在这一相位裕度下是稳定的，但它不会被视为稳定的设计。如果生产了大量这样的电路，有一些可能会因运算放大器技术参数的容差问题而不稳定。

阶跃响应对比降低的相位裕度还会产生其它影响。例如，它可导致电路阶跃响应中的过冲和振铃问题。为说明这种影响，我使用瞬态仿真在电路输入端应用了1uA 电流阶跃(IG1)，并测量了趋稳到0.1% 理想值所需的时间。

图3：将1uA 电流阶跃应用到输入端，以仿真阶跃响应

OPA316 的阶跃响应不仅表现出最低的过冲，而且还在13s 内趋稳至0.1%。相反，OPA313 则在响应过程中表现出显著的过冲和振铃，需要75s 才能趋稳到0.1%。

图4：用于1uA 输入电流阶跃（绿）的OPA316（蓝）和OPA313（红）的阶跃响应

幅值响应对比最后，降低的相位裕度会引起电路传输函数峰值。图5 是两个运算放大器的幅值响应。OPA313 的传输函数出现了5dB 的增益峰值，这可能是无法接受的。更糟的是，使用OPA313 时的-3dB 位置是78.47kHz。

图5：使用OPA313（红）和OPA316（蓝）构建的互阻抗放大器的频率响应对比

另一方面，OPA316 的传输函数不仅没有出现峰值，而且-3dB 位置为134.41kHz。

结论对比计分板显示：OPA316 更符合我们的设计要求：

但这并不奇怪！我们的这3 个步骤得到了5.26MHz 的最小增益带宽要求。如果低于该值，电路稳定性、趋稳时间与带宽都会受到影响。希望本系列文章所介绍的这3 个步骤将有助于您为您的互阻抗放大器快速选择合适的运算放大器，或者至少能帮忙将TI 1375 种选项缩小到一定的范围！

以上知识分享希望能够帮助到大家！