开关稳压电源DIY制作方案 电路原理图

很多朋友对开关稳压电源DIY制作方案，电路原理图不是很了解，每日小编刚好整理了这方面的知识，今天就来带大家一探究竟。

一、需要设计制作如下图所示的开关稳压电源。

要求：阻性负载条件下，输出电压Uo可调范围：30V~36V； 最大输出电流LOmax：2A； U2从15V变为21V时，电压调整率SU0.2%（Io=2A）； Io从0变化到2A时，负载调整率S10.5%（U2=18V）； 输出噪声纹波电压峰峰值UOPP1V（U2=18V，Uo=36V，Io=2A）； DC-DC转换转换器效率eta85%（U2=18V，Uo=36V，Io=2A）； 具有过流保护功能，工作电流Io(th)=2.50.2A，过流故障排除后，电源能自动恢复到正常状态；输出电压可通过键盘设定并步进调节，步进值为1V，并具有输出电压、电流测量及数字显示功能； 转换器（含控制电路）只能由UIN口供电，不允许额外提供辅助电源。

二、总体分析首先我们需要确定系统规划。其中，对总体规划影响不大。这些指标仅与器件选型、制造工艺等因素相关，因此我们重点关注其余三个指标。首先，输出电压Uo的可调范围为30~36V，而隔离变压器的次级输出为15~21V。经过整流滤波后，最大约为27V，小于30V。显然，在整个电压范围内都需要升压输出。当然，该问题并不限制整流电路的形式。另一种解决办法是，将电压加倍，先整流，再滤波，这样后级就可以使用降压电路。

其次，要求转换器的整体效率大于85%。对于小功率电源来说，这个要求已经比较高了。可以计算出，在额定功率72W、效率85%时，变换器的损耗不能超过12.7W。为了满足这个要求，需要使用尽可能少的设备。无论是主电源电路还是控制和测量电路，都应尽可能保持简单。该题还要求控制电路的电源仅从整流器输出端口（UIN）引出，不允许额外提供辅助电源。这就需要自制辅助电源，而且辅助电源的效率不能太低，所以线性电源并不是理想的选择。

从上面的分析，我们得出总体要求：主电路需要采用升压拓扑，且升压幅度不能大。电路结构应尽可能简单，元件数量尽可能少，自制辅助电源，效率要高。分析还可以发现，输入输出没有隔离要求，输入端采用隔离变压器隔离，因此可以选择输入输出无电气隔离的电路拓扑。最后，我们选择了基本的Boost电路方案，使用Sungyang 16位单片机作为控制器，FPCA作为驱动信号产生。系统整体方案如下图所示。将220V交流电经过降压、整流、滤波，得到相对稳定的直流电压。直流电压经过Boost电路升压后滤波，得到平滑的直流输出。输出电压和电流经过采样输入AD转换芯片，通过单片机PID调节器稳定电压。然后电压调节将命令信号输出到FPGA并显示。 FPGA产生PWM信号，通过驱动电路驱动功率开关管，实现闭环反馈控制。当输出电流大于保护整定值时，产生过流保护信号。过流信号驱动继电器切断主电路，关闭驱动信号。然后它会延迟并尝试上电并执行过流检测。如果出现过电流，则主电路断开。直至电路恢复正常。

三、 器件选择首先选择电路开关频率fs。因为开关损耗几乎与开关频率的平方成正比，如果频率太高，损耗就会增加；但如果频率太小，滤波电感和电容就会太大，电路容易产生音频噪声。综合考虑，选择fs为20kHz。

(1)输入电感和输出滤波电容的选择。首先计算升压电感的尺寸。整流后输出电压为19~27V，输出电压范围为30-36V。根据临界电流公式Iob=Uo/2Lf8lD(1-D) (2)，当D=1/3时，临界电流最大值为1obm=2Uo/27Lfs。为了使电感电流连续，最小负载电流（问题要求空载，这里是0.1A）应该大于Iobm。由此，L2Uo/27fsIobm=2*36/27*30*0.1=1.33mH，取L=2mH。由输出纹波Uo=DUo/f8RC可知，R为负载电阻，可取15。由此可以计算出滤波电容的大小，其中C=4700F。由于升压电路输入电感具有较大的直流分量，因此应选择不易饱和的铁芯作为电感磁芯。绕组应尽可能均匀、紧凑，否则电压噪声会增大。您也可以直接购买。由于电解电容寄生电感较大，焊接时引脚应尽量短，并联小容量聚丙烯电容，这对减少输出电压尖峰很有帮助。

(2)开关管的选择。开关管Q关断时承受的正向电压为36V。考虑到一定的峰值裕度，IRF3205的正向击穿电压为55V，导通电阻仅为8m，因此不会出现击穿，导通损耗很小。输出整流二极管采用导通电阻较小的肖特基二极管MBR20100，导通压降为0.7V，反向击穿电压为100V。 MOSFET驱动器采用专用驱动芯片IR2110。驱动电路如下图所示。

(3)其他元件的选择。测量控制电路的损耗与元件的工作电压有关。用于信号放大的运算放大器应选择低电源电压、轨到轨型运算放大器INA132和OPA350，这样可以降低功耗。

微控制器的功耗与CPU时钟频率有关。降低微控制器的时钟频率也可以减少损耗。在本设计中，Sungyang 微控制器的CPU 时钟为24.576MHz。

四、制作上图为主电源电路原理图，下图为辅助电源电路图。辅助电源电路中，LM2575、D1、L、C2组成Buck电路。 R1、R2 充当反馈调节器。调节R2可以改变输出电压。本设计中有两个辅助电源电路，分别是+5V和+15V。经典的Boost电路和其他电压电流测量电路都比较简单，其原理不再详细描述。下面简单介绍一下生产过程中遇到的问题以及解决办法。

第一个问题是整流桥（电流电阻10A）总是被烧毁。分析表明，输入稳态电流约为SA，不会损坏整流桥。但流经整流桥的电流（C=4700F）的实际仿真波形如下图所示。滤波电容越大，二极管的导通角0越小，流过二极管的峰值电流就越大。其值很容易大于10A。后来我们在整流桥后面串联了电感L1。由于电感有一定的续流作用，使二极管导通角变大，从而降低电流峰值，保护整流桥。改进后，整流桥不再烧坏。但开机时保险丝（额定电流10A）经常熔断。分析发现，开机时整流桥后的滤波电容处于瞬时短路状态，因此开机时出现较大的浪涌电流。因此，我们在整流桥之前串联了NTC（负温度系数）。热敏电阻，图4 中的RV1)，问题也解决了。其原理是，当电源接通时，NTC温度较低，呈现出较大的电阻，因此开机电流不会很大。当电路导通时，NTC发热并呈现出很小的电阻，因此正常工作时NTC上的压降很小。会影响电路的正常工作。

我们遇到的第二个问题是电压调节速度慢，电压稳定性差。起初我们以为是软件调节器的问题，但经过长时间检查发现是电压测量不准确造成的。在图4的电路中，很明显，负载两端的电压与节点1和节点2之间的电压成正比。我们刚刚开始直接测量节点2和地之间的电压。表面上看来0.1的采样电阻影响不大，但电路中流过的电流为2A时，电流采样电阻上的压降为0.2V，误差约为0.5%。可见误差不小。另一方面，如果采用这种采样方案，由于电路中的电流不同，测量误差也会不同。该误差随着电压的变化会表现出一定的非线性，给电压调节带来麻烦。因此，我们后来改用差分方式采集电压，即在节点1和节点2之间使用差分运放进行采样。这样可以大大减少误差，经过改进后取得了很好的效果。测量电路各方面都应准确可靠，采样电阻也应尽可能准确稳定。下图所示的两种采样电路也可以将输出电压降低至采样的十分之一，但在图(b)的电路中，放大倍数的精度和稳定性要求较高，即采样电阻应尽可能少地改变。同样，如果在AD转换的输入端需要对待测电压或电流信号进行滤波，则滤波电容不宜太大，否则会影响响应时间，造成测量滞后，自然会使调整不准确。这些问题虽然简单，但影响却很大。如果能够快速准确地测量它们，微控制器的调整就会顺利得多。

第三个问题是输出电压存在较大尖峰。这显然是开关管高频开关造成的。特别是关断时，由于电路中存在寄生电感，瞬间电流切断会导致电感两端出现冲击电压。我们的解决方案是一方面在开关管上增加缓冲电路，以提高关断性能。基本原理如下图所示。当开关管Q关断时，原电路的部分电流通过快恢复二极管1)对电容C充电，使开关管Q端电压E缓慢上升，电路中电流下降率也减慢。简单的缓冲电路就可以省去二极管D。RCD的具体参数设计比较复杂。设计时可以参考相关开关电源书籍。另一方面，在输出滤波电解电容两端并联高频特性好、寄生电感小的聚丙烯电容。多条并联效果更好，但引线必须尽可能短。同时，为了减小线路电感，对于电源主电路，布线应尽可能短，线径略粗。

Boost电路本身的另一个特点是——不能工作在开路状态。但题意显然要求电源可以开路。因为当负载开路时，输入电感继续像往常一样周期性地存储和释放能量，并且能量不被负载消耗。电容器电压会继续升高，即多余的能量会储存在电容器极板之间，很快就会导致电容器击穿。一种解决方案是添加假负载，即当检测到电源处于空载状态时，自动放入轻载。这种负载具有较大的电阻值，可以将输出电压维持在给定值，并减少自身的功率损耗。较小。

以上就是这款开关电源生产中遇到的问题及一些解决办法。经过采取这些措施并认真调试，取得了良好的效果。

以上知识分享希望能够帮助到大家！